Prototype Development of 3-Phase 3.3kV/220V 6kVA Modular Semiconductor Transformer

3상 3.3kV/220V 6kVA 모듈형 반도체 변압기의 프로토타입 개발

Abstract

This paper describes a prototype of 3-phase 3.3kV/220V 6kVA modular semiconductor transformer developed in the lab for feasibility study. The developed prototype is composed of three single-phase units coupled in Y-connection. Each single-phase unit with a rating of 1.9kV/127V 2kVA consists of a high-voltage high-frequency resonant AC-DC converter, a low-voltage hybrid-switching DC-DC converter, and a low-voltage hybrid-switching DC-AC converter. Also each single-phase unit has two DSP controllers to control converter operation and to acquire monitoring data. Monitoring system was developed based on LabView by using CAN communication link between the DSP controller and PC. Through various experimental analyses it was verified that the prototype operates with proper performance under normal and sag condition. The system efficiency can be improved by adopting optimal design and replacing the IGBT switch with the SiC MOSFET switch. The developed prototype confirms a possibility to build a commercial high-voltage high-power semiconductor transformer by increasing the number of series-connected converter modules in high-voltage side and improving the performance of switching element.

1. 서 론

지능형 반도체 변압기는 전력전자기술을 활용하여 기존 상용주파수 변압기보다 소형화 및 경량화가 쉽고, Voltage Sag 보상과 순시전압 통제 등에 의해 고품질의 전력공급이 가능하다. 또한 직류전압 출력도 가능하여 직류배전이나 신재생전원의 계통연계 등에 활용될 수 있다.[1-2]

미전력연구원 (EPRI: Electric Power Research Institute) 이 주관으로 Virginia 공대와 철심과 코일로 구성된 기존 변압기를 대체하는 지능형 반도체 변압기의 타당성을 검토하였다. 이를 바탕으로 2007년에서 2009년까지 3년 동안은 4.16kV 20kVA 용량의 실증모델을 제작하여 다양한 실험을 실시하였다.[3-4]

이 실증모델 경우는 그림 1(a)와 같이 고압 측에 풀-브리 지 3-레벨 또는 5레벨 정류용 컨버터를 두어 고압 교류를 직류로 변환하고, 이 고압직류를 다시 소프트스위칭으로 동작하는 반-브리지 3-레벨 또는 5-레벨 컨버터를 이용하여 고주파 파형으로 바꾼 후 고주파 변압기와 다이오드 브리지 를 통해 저전압 직류로 바꾼다. 이 저전압 직류는 다수의 병렬로 결합된 풀-브리지 컨버터들에 의해 필요한 전압의 교류로 바뀌어 부하에 전력을 공급한다. 이 실증모델은 시스템 효율이 92% 이상으로 비교적 높은 편이나 전력의 흐름이 고압에서 저압으로만 가능하다.[5-7]

양방향 전력흐름을 갖도록 하기 위해서 입력 단에 IGBT 로 구성된 고전압 멀티레벨 컨버터를 사용하여 고압 교류전압을 직류전압으로 바꾸고 그림 1(b)와 같이 입력 측이 렬로 그리고 출력 측이 병렬로 결합된 다수의 공진형 DC-DC 컨버터를 사용하여 DC 400V로 변환한 후 이를 다시 단상 인버터를 통해 교류 120V 또는 240V를 얻는 반도체 변압기가 제안되었다. 이 반도체 변압기는 높은 직류전압을 입력 측이 직렬로 결합된 공진형 DC-DC 컨버터에 분압되고 각 공진형 DC-DC 컨버터의 출력 측은 병렬로 연결 되어 있어 출력 전압은 낮추고 전류는 증대한다.[8-9] 그러나 이 반도체 변압기의 경우 고압 측의 멀티레벨 컨버터의 스위칭손실이 큰 단점을 갖는다.

양방향 전력흐름을 갖도록 하기 위해서 그림 1(c)과 같이 입력 단에 IGBT로 구성된 다수의 H-브리지를 직렬로 결합하고 각 H-브리지의 DC 출력전압을 고주파변압기를 갖는 공진형 DC-DC 컨버터를 사용하여 DC 400V로 변환하고 다시 단상 인버터를 통해 교류 120V 또는 240V를 얻는 반도체 변압기가 제안되었다. 이 반도체 변압기는 높은 교류입력전압을 직렬로 결합된 H-브리지의 개수만큼 분압한 후 정류된 파형을 공진형 DC-DC 컨버터에 공급하는데 각 공진형 DC-DC 컨버터의 출력은 병렬로 연결하여 전압은 낮추고 전류는 증대하도록 한다. 그러나 이 반도체 변압기의 경우 고압 측의 H-브리지가 균등하게 전압을 담당하기 위해서는 별도의 제어를 고려해야 한다.[10-14]

그림 1기존의 반도체 변압기에 대한 연구 Fig. 1 Previous research case of solid-state transformer

본 논문에서 제안하는 반도체 변압기는 입력 단에 IGBT 로 구성된 다수의 공진형 AC-DC 컨버터를 입력 측은 직렬로 그리고 출력 측이 병렬로 결합하여 입력 측의 교류전압은 직렬로 결합된 수로 낮추고 출력전류는 병렬로 결합된 된 수만큼 증대한다. 이 컨버터의 출력은 양방향 DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터에 의해 교류전압으로 변환된다. 본 논문에서는 단상 1.9kV의 교류전압을 단상 127V로 변환하는 양방향 반도체 변압기를 제작하고 동작을 분석하였다. 그리고 이 단상 반도체 변압기 3대를 가지고 입력과 출력을 Y-결선으로 연결하여 3상 3.3kV 입력전압을 3상 220V로 변환하는 동작시험을 실시하였고, 특히 전력의 흐름이 순방향과 역방향 일 때의 동작을 다양한 실험으로 확인하였으며 입력전압에 Sag가 발생하였을 시에도 적절히 동작하는 가를 확인하였다. 또한 전체 시스템의 동작을 모니터링하기 위하여 LabView를 기반으로 DSP 제어기와 PC를 CAN 통신으로 연결하는 모니터링 시스템을 개발하였다.

 

2. 단상 반도체 변압기

그림 2는 단상 양방향 반도체 변압기의 시스템구성과 동작원리를 나타낸 것이다. 이 반도체 변압기는 구성상 반-브리지 양방향 AC-DC 컨버터 3대가 고압 측은 직렬로 결합되어 있어 실효치 1.9kV의 1/3인 실효치 633V(최고치 896V)가 걸리고 저압측은 병렬로 결합되어 실효치 1.05A의 전류를 1/3씩 분담한다. 각 AC-DC 컨버터는 고주파 변압기에 의한 공진으로 실효치 633V의 교류를 실효치 320V인 전파정류 파형으로 변환한다. 이 실효치 320V 전파정류 파형은 하이브리드스위칭으로 동작하는 양방향 DC-DC 컨버터에 의해 시비율을 조절하여 일정한 DC 600V로 변환된다. 이렇게 변환된 DC 600V 전압은 역시 하이브리드스위칭으로 동작하는 양방향 DC-AC 컨버터 또는 인버터에 실효치 127V 단상 교류로 변환된다.

그림 2단상 양방향 반도체 변압기의 시스템구성 Fig. 2 Configuration of Bidirectional Intelligent Semiconductor Transformer

이 단상 반도체 변압기에서 입력과 출력 전압의 비는 1차적으로 고주파 변압기의 권선비로 정해지고 2차적으로 양방향 DC-AC 인버터의 모듈레이션 인덱스에 의해 정해진다. 직렬연결 된 고주파 AC-DC 컨버터의 입력측은 전압균형을 용이하게 형성시킬 수 있어 다중 연결이 용이한 장점을 가질 수 있다. 또한 컨버터의 출력으로 전파정류 파형을 갖게 함으로써 별도의 정류기 없이 전체 회로를 단순화 할 수 있다. 고주파 공진 AC-DC 컨버터는 고정 시비율에 소프트스위칭으로 동작하고 역률제어/출력제어는 양방향 DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터를 통해 이루어지므로 전체적으로 시스템의 제어가 간단하다. 표 1은 본 연구에서 프로토타입으로 제작한 단상 반도체 변압기의 사양을 나타낸 것이다.

표 1단상 반도체 변압기의 사양 Table 1 Specification of Bidirectional Intelligent Semiconductor Transformer

그림 3은 단상 교류 1.9kV를 320V 전파정류파형으로 변환하는 양방향 고주파 AC-DC 컨버터의 구조를 나타낸 것 이다. 입력과 출력 측의 회로구성은 기본적으로 반-브리지 모듈을 기반으로 구성하였고 입력 측의 전압이 고압이므로 3개의 반-브리지 모듈을 직렬로 연결하고 출력 측의 전압은 저압임을 고려하여 3개의 반-브리지 모듈을 병렬로 연결하 였다. 또한 입력 측 반-브리지 모듈의 스위칭 소자는 2개의 IGBT 소자를 역방향으로 직결하였다. 전체 시스템의 규모를 줄이기 위해 스위칭 소자를 이용한 양방향 고주파 LLC 공진회로를 사용하고 있으며 고정된 시비율로 공진회로를 동작시킴으로써 보다 적은 스위칭 손실로 동작한다.[15]

그림 3양방향 고주파 AC-DC 컨버터의 구조 Fig. 3 Circuit diagram of bidirectional high-frequency AC-DC rectifier

그림 4는 양방향 고주파 AC-DC 정류기의 단일 모듈에서의 교류 입력파형에 따른 각 스위치에 공급되는 게이트 구동펄스를 나타낸 것이다. 여기서 구동펄스는 전력의 흐름에 관계없이 동일하게 생성된다.

그림 4각 스위치에 공급되는 게이트 구동펄스 Fig. 4 Gate pulse generation for six switches

그림 5와 그림 6은 양방향 고주파 AC-DC 정류기의 단일 모듈에서의 교류 입력파형에 따른 각 스위치에 공급되는 게이트 구동펄스로 인한 전류의 흐름을 중심으로 동작모드별 등가회로로 나타낸 것이다. 교류 입력전압의 위상에 따라 M1 & M3 스위치와 M2 & M4 스위치가 선택적으로 턴-온 동작을 한다.

그림 5순방향 전력흐름에서의 동작모드별 등가회로 Fig. 5 Current path of AC-DC converter in forward power flow

Mode 1과 Mode 2는 그림 5(a)와 그림 5(b)에 보인 것처럼 전력흐름이 순방향이며 입력전압이 양일 때를 등가회로로 나타낸 것이다. 먼저 Mode 1은 고주파 변압기의 1차 측에는 M1의 트랜지스터와 M2의 다이오드를 통과하는 전류가 흐르고 2차 측에는 M5의 다이오드를 통과하는 전류가 흐른다. 다음으로 Mode 2는 고주파 변압기의 1차 측에는 M3의 트랜지스터와 M4의 다이오드를 통과하는 전류가 흐르고 2차 측에는 M6의 다이오드를 통과하는 전류가 흐른다.

그림 6역방향 전력흐름에서의 동작모드별 등가회로 Fig. 6 Current path of AC-DC converter in reverse power flow

Mode 3과 Mode 4는 그림 5(c)와 그림 5(d)에 보인 것처럼 전력흐름이 순방향이며 입력전압이 음일 때를 등가회로로 나타낸 것이다. 먼저 Mode 3은 고주파 변압기의 1차 측에는 M1의 다이오드와 M2의 트랜지스터를 통과하는 전류가 흐르고 2차 측에는 M6의 다이오드를 통과하는 전류가 흐른다. 다음으로 Mode 4는 고주파 변압기의 1차 측에는 M3의 다이오드와 M4의 트랜지스터를 통과하는 전류가 흐르고 2차 측에는 M5의 다이오드를 통과하는 전류가 흐른다.

Mode 5와 Mode 6은 그림 6(a)와 그림 6(b)에 보인 것처럼 전력흐름이 역방향이며 입력전압이 양일 때를 등가회로로 나타낸 것이다. 먼저 Mode 5는 고주파 변압기의 1차 측엔 M1의 다이오드와 M2의 트랜지스터를 통과하는 전류가 흐르고 2차 측에는 M5의 트랜지스터를 통과하는 전류가 흐른다. 다음으로 Mode 6은 고주파 변압기의 1차 측에는 M3의 다이오드와 M4의 트랜지스터를 통과하는 전류가 흐르고 2차 측에는 M6의 트랜지스터를 통과하는 전류가 흐른다.

Mode 7과 Mode 8은 그림 6(c)와 그림 6(d)에 보인 것처럼 전력흐름이 역방향이며 입력전압이 음일 때를 등가회로로 나타낸 것이다. 먼저 Mode 7은 고주파 변압기 1차 측의 M1의 트랜지스터와 M2의 다이오드를 통과하는 전류가 흐르고 2차 측에는 M6의 트랜지스터를 통과하는 전류가 흐른다. 다음으로 Mode 8은 고주파 변압기의 1차 측에는 M3의 트랜지스터와 M4의 다이오드를 통과하는 전류가 흐르고 2차 측에는 M5의 트랜지스터를 통과하는 전류가 흐른다.

그림 7단상 양방향 반도체 변압기의 저압측 컨버터구성 Fig. 7 Configuration of Bidirectional Converter

저압측 컨버터는 그림 7에 보인 것처럼 320V의 전파정류 파형을 600V의 DC 전압으로 변환하는 DC-DC 컨버터와 DC 600V를 단상 127V로 변환하는 DC-AC 인버터가 Back-to-Back 형태로 결합되어 있다. 각 컨버터와 인버터는 IGBT와 MOSFET이 병렬로 연결된 하이브리드 스위치를 사용하고 반-브리지 형태의 2단 구조이다. 앞단의 DC-DC 컨버터에서는 PFC 제어와 DC링크전압 제어를 수행하며 뒷단의 DC-AC 인버터에서는 부하에 공급되는 출력 전압을 제어한다.

IGBT는 턴-오프 시 Tail-current에 의해 스위칭 손실이 증가하는 단점을 갖는데 이를 개선하는 방안으로 MOSFET 스위치를 병렬로 연결한 하이브리드 스위치를 사용하였다. 그림 8(a)는 IGBT와 MOSFET의 턴-오프 시 전압과 전류 특성을 나타낸 것이다. IGBT의 경우 턴-오프 시 Tail-current가 길게 존속하여 MOSFET에 비해 상대적으로 큰 스위칭손실이 유발됨을 알 수 있다. 그림 8(b)는 하이브 리드 스위칭에서 게이팅 신호를 인가하는 타이밍 다이어그램을 나타낸 것이다. IGBT 스위치가 원래 턴-오프 되어야 하는 시점보다 약간 앞서서 병렬로 연결된 MOSFET 스위치를 턴-온 한 후 IGBT를 턴-오프하고 IGBT가 턴-오프 되는 시점에서 MOSFET을 턴-오프 하는 것이다. 하이브리드 스위칭에서는 MOSFET과 직렬로 다이오드를 연결하여 역전압에 의한 MOSFET의 파괴를 방지하고 이 다이오드에 병렬로 저항을 연결하여 라인 인덕턴스에 의한 전류의 링잉 (Ringing)현상을 감소시킨다.

그림 8IGBT Tail-current와 하이브리드 스위칭 Fig. 8 Turn-off Tail Current and Hybrid Switching Scheme

 

3. 컴퓨터 시뮬레이션

그림 9는 3상 6kVA급 양방향 지능형 반도체 변압기의 시뮬레이션 파형을 나타낸 것인데 3상 3.3kV를 고압측 직병렬 공진 컨버터에 인가하여 그림 9(a)는 전력의 흐름이 정방향 그리고 그림 9(b)는 역방향인 경우 입력 전압과 전류, 정류된 전압과 전류, DC 링크 전압, 그리고 출력 전압과 전류의 파형을 나타낸 것이다. 이 그림에서 입력전압과 전류는 동상을 유지하여 역률이 개선됨을 알 수 있고 정류된 전압과 전류 또한 동상을 유지함을 알 수 있다. DC 링크 전압은 리플이 아주 작은 상태에서 600V를 유지하고 DC-AC 인버터의 출력 전압과 전류는 비교적 고조파 함유율이 낮은 정현파임을 알 수 있다.

그림 10은 입력전압에 Sag가 발생한 경우 회로 동작을 살펴보기 위하여 시뮬레이션을 수행하고 그 파형을 나타낸 것이다. 그림 10(a)는 전력의 흐름이 정방향 그리고 그림 10(b)는 역방향인 경우 입력전압에 Sag가 발생하였을 때 회로 동작에 대한 파형을 나타낸 것이다. Sag가 발생하면 출력 측에 일정한 전력을 공급하기 위해 정류된 전압파형이 낮아지고 전류는 상승함을 알 수 있다. 하지만 DC-DC 컨버터의 전압제어를 통하여 DC 전압은 600V로 유지됨을 알 수 있다. 또한 출력 전압과 전류는 Sag와 관계없이 일정 값을 유지함을 알 수 있다. 이상의 시뮬레이션을 통해 얻은 결과는 이론적으로 분석한 결과와 동일함을 알 수 있었다.

그림 93상 6kVA급 양방향 지능형 반도체 변압기의 시뮬레이션 파형 Fig. 9 Simulation Results in Normal Operation

그림 10Sag발생시의 시뮬레이션 파형 Fig. 10 Simulation Results in Input Voltage Sag

 

4. 하드웨어 제작 및 실험

본 논문에서는 3상 3.3kV/220V 6kVA 반도체 변압기를 제작 및 실험하기 위해 먼저 그림 11에 보인 단상 1.9kV/127V 2kVA 반도체 변압기를 제작 및 실험한 후 이 단상 반도체 변압기 3대를 그림 12에 보인 것처럼 래크에 설치하고 Y-결선하여 통합시험을 실시하였다. 또한 래크상단에 LabView를 통하여 실시간으로 고압측의 전압과 전류, 정류된 전압과 전류, DC 링크전압, 저압측의 전압과 전류를 측정하여 표시할 수 있게 하였다.

그림 11단상 1.9kV/127V 2kVA 반도체 변압기 Fig. 11 Single-phase hardware prototype

그림 12는 3상 3.3kV/220V 반도체 변압기의 동작특성을 실험적으로 분석하기 위한 전체 실험장치의 구성을 나타낸 것이다. ①은 앞에서 설명한 연구실에서 제작한 3상 6kVA 반도체 변압기를 나타낸 것이다. ②는 반도체 변압기에 3.3kV를 공급하기 위한 380V/3.3kV 3상 4선식 철심형 변압기이다. ③은 각 단상 반도체변압기에 설치된 DSP로 구성 된 제어기에 코드로 구성된 제어알고리즘을 down load 하는데 필요한 3대의 PC와 노트북이다. ④는 보통 실험에서 측정에 많이 사용하는 16채널 오실로스코프로 DSP와 LabView에서 취득한 데이터가 정확히 동작하는 가를 확인 할 수 있다.

고안된 LabView 기반 모니터링 시스템에서는 반도체 변압기의 입력 전압과 전류, 정류된 전압과 전류, 출력 전압과 전류 등 적어도 총 6개의 정보를 표시해야 하고 특히 3상 동작을 고려하면 적어도 총 18개의 정보를 표시해야 한다. LabView를 공급하는 NI사가 제공하는 CAN 통신을 이용하여 TMS320F28335 DSP 보드에서 보내온 데이터를 모니터링 화면에 표시할 경우 단상의 경우는 큰 문제없이 가능하다. 그러나 3상의 경우도 동일한 전송속도로 데이터를 송부해야 하므로 각상 파형을 표시할 수 있는 데이터는 1/3에 해당하여 이를 가지고 화면에 파형을 표시할 경우 정현파와는 거리가 있는 왜곡된 파형을 나타낸다. 따라서 이 경우를 대비하여 Curve Fitting을 이용하여 정현파로 표시하는 기법을 사용하였다.

그림 123상 3.3kV/220V 6kVA 반도체 변압기의 실험장치 구성 Fig. 12 Experimental set-up for 3-phase hardware prototype

현재 사용하고 있는 TMS320F28335 DSP 보드에 PWM 채널이 부족하여 각 단상 반도체 변압기에서는 2대의 DSP 보드를 가지고 고압측과 저압측을 나누어 전압과 전류 센싱하고 제어를 수행한다. 그런데 LabView를 이용한 모니터링을 위해서는 고압측 전압/전류, 정류된 전압/전류, 저압측 전압/전류, DC link 전압을 DSP 보드에서 송신해야 하는데 이를 위해서 2대의 DSP 보드 간 CAN 통신을 하도록 연결하고 그중 하나가 LabView와 CAN 통신으로 데이터를 송신한다.

그림 13은 3상 6kVA급 양방향 지능형 반도체 변압기의 실험파형을 나타낸 것인데 3상 3.3kV를 고압측 직병렬 공진 컨버터에 인가하여 그림 15(a)는 전력의 흐름이 정방향 그리고 그림 13(b)는 역방향인 경우 3상 입력 전압과 전류, 3 상 정류된 전압과 전류, DC 링크 전압, 그리고 3상 출력 전압과 전류의 파형을 나타낸 것이다.

이 그림에서 입력전압과 전류는 동상을 유지하여 역률이 개선됨을 알 수 있고 정류된 전압과 전류 또한 동상을 유지함을 알 수 있다. DC 링크 전압은 리플이 아주 작은 상태에 서 600V를 유지하고 DC-AC 인버터의 출력 전압과 전류는 비교적 고조파 함유율이 낮은 정현파임을 알 수 있다. 이상의 실험결과는 앞의 그림 9의 시뮬레이션 결과와 일치함을 알 수 있다.

그림 14는 입력전압에 Sag가 발생한 경우 회로 동작을 살펴보기 위하여 시뮬레이션을 수행하고 그 파형을 나타낸 것이다. 그림 14(a)는 전력의 흐름이 정방향 그리고 그림 14(b)는 역방향인 경우 입력전압에 Sag가 발생하였을 때 회로 동작에 대한 파형을 나타낸 것이다. Sag가 발생하면 출 력 측에 일정한 전력을 공급하기 위해 정류된 전압파형이 낮아지고 전류는 상승함을 알 수 있다. 하지만 DC-DC 컨버터의 전압제어를 통하여 DC 전압은 600V로 유지됨을 알 수 있다. 또한 출력 전압과 전류는 Sag와 관계없이 일정 값을 유지함을 알 수 있다. 이상의 실험을 통해 얻은 결과는 그림 10의 시뮬레이션 결과와 일치함을 알 수 있다.

그림 133상 6kVA급 양방향 지능형 반도체 변압기의 실험 파형 Fig. 13 Experimental results in normal operation

그림 14Sag발생시의 실험파형 Fig. 14 Experimental results in input voltage sag

디지털 전력분석기를 사용하여 제작한 6kVA 용량의 3상 반도체 변압기를 대상으로 전체 효율을 측정한 결과 정방향과 역방향 전력흐름에 대해 모두 83% 정도로 나타났다. 그림 15는 양방향 전력흐름에 따른 손실 분석 그래프이며 A 는 고압 1차측 스위칭손실, B는 고압 2차측 스위칭손실, C는 저압측 DC-DC 컨버터의 스위칭손실, D는 저압측 DC-AC 컨버터의 스위칭손실, E는 스위칭 소자의 전체손실, F는 변압기손실, G는 인덕터 손실 그리고 H는 반도체 변압기의 전체 손실을 나타내고 있다. 그래프에서 볼 수 있듯이 50kHz로 동작하는 고주파 AC-DC 컨버터, 25kHz로 동작하는 DC-DC컨버터와 인버터의 스위칭 손실이 압도적으로 크다는 점을 알 수 있다.

그림 15양방향 전력흐름에 따른 주요 손실성분 분석 그래프 Fig. 15 Loss analysis result for each major element

 

5. 결 론

본 논문에서 3상 3.3kV/220V 6kVA 양방향 반도체 변압기의 프로토타입을 제작하고 그 동작을 실험을 통해 검증한 내용을 기술하였다. 제작한 프로토타입은 단상 1.9kV/127V 양방향 반도체 변압기 3대를 입력과 출력을 Y-결선으로 결합하여 구성하였다.

각 단상 반도체 변압기는 3대의 양방향 반-브리지 고주파 공진 AC-DC 컨버터, 1대의 하이브리드스위칭 양방향 DC-DC 컨버터, 그리고 1대의 하이브리드스위칭 양방향 DC-AC 컨버터로 구성되어 있다. 3대의 반-브리지 고주파 공진 AC-DC 컨버터의 고압 단은 직렬로 결합하여 입력전 압을 1/3로 분압하고 저압 단은 병렬로 결합하여 저압 단의 전류를 증대하도록 설계하였다. 또한 전체 시스템의 동작을 모니터링 하기 위하여 LabView를 기반으로 DSP 제어기와 PC를 CAN 통신으로 연결하여 입력 전압과 전류, 정류된 전압과 전류, 출력 전압과 전류를 실시간으로 표시하는 디스플레이 시스템을 개발하였다.

다양한 실험결과를 통하여 개발한 3상 반도체 변압기는 정상동작 시와 Sag 발생 시 적절히 동작함을 알 수 있었다. 그러나 시스템 효율은 85% 정도로 다소 낮아 최적설계를 채택하고 기존 IGBT 스위치를 SiC MOSFET 스위치로 대체하여 효율을 적어도 90% 이상으로 제고할 필요성이 있다.

제작된 3상 반도체 변압기의 프로토타입은 고압 측에 직렬로 연결된 컨버터 모듈을 증가하고 스위칭소자의 성능향상에 의해 고압 대용량으로 상용화 가능성을 입증하였다. 또한 제작된 3상 반도체 변압기는 단상 반도체 변압기 3대 로 구성되어 있어 생산과 정비에 있어 유리한 점을 갖는다.